Was Sie über Phasenregelung wissen müssen

Schmalbandiger LO für die 5G-Kommunikation

In Kommunikationssystemen sind der Fehlervektor (englisch Error Vector Magnitude, EVM) und die Block-Eigenschaften des VCO die wichtigsten Kennziffern für die PLL-Schaltung. Die EVM hat Ähnlichkeit mit dem Integral über das Phasenrauschen, das den Rauschanteil über dem Offset berücksichtigt.

Für das weiter oben angeführte 5G-System sind die Integrationsgrenzen recht breit, denn sie beginnen bei 1 kHz und reichen bis 100 MHz. Man kann sich die EVM als die prozentuale Beeinträchtigung eines perfekt modulierten Signals an einem idealen Punkt vorstellen (Bild 17).

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Das integrierte Phasenrauschen ist das Integral über die Rauschleistung bei verschiedenen Offsets der Referenzfrequenz. Damit lassen sich EVM, Integral des Phasenrauschens, der Phasenfehler des Effektivwerts und der Jitter berechnen. Moderne Signalquellen-Analyzer geben diese Werte auf Knopfdruck aus (Bild 18).

Fehlervektor (EVM) und Blocking-Funktion

Mit zunehmender Dichte der Modulationsverfahren wird die EVM immer wichtiger. Bei der 16-QAM-Modulation beträgt die laut ETSI 3GPP TS 36.104 erforderliche EVM 12,5%, während es bei der 64-QAM-Modulation nur noch 8% sind.

Da in die EVM jedoch noch verschiedene weitere nichtideale Parameter (Verzerrung des Leistungsverstärkers und unerwünschte Mischprodukte) eingehen, wird das integrierte Rauschen (in dBc) normalerweise separat angegeben.

Sehr wichtig sind die Block-Eigenschaften des VCO in Mobilfunk-Systemen, bei denen die Existenz starker Sender einkalkuliert werden muss. Ist das empfangene Signal schwach und das Rauschen des VCO zu groß, kann das Signal eines nahen Senders das eigentlich gewünschte Signal überstrahlen.

Bild 19 zeigt, wie der mit einer Frequenz von 800 kHz arbeitende nahe Sender mit einer Leistung von –25 dBm das gewünschte Signal mit –101 dBm verdrängt, wenn der empfängerseitige VCO zu stark rauscht. Diese Spezifikationen sind Bestandteil einer Norm für drahtlose Kommunikation. Die Block-Eigenschaften haben unmittelbaren Einfluss auf die vom VCO geforderte Leistung.

Spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCOs)

Das nächste PLL-Schaltungselement, um das es hier gehen soll, ist der VCO. Bei VCOs muss grundsätzlich zwischen Phasenrauschen, Frequenzbereich und Stromverbrauch abgewogen werden. Das Phasenrauschen des VCO ist umso geringer, je höher der Gütefaktor (Q) des Oszillators ist. Allerdings ist bei Schaltungen mit hohem Gütefaktor der Frequenzbereich kleiner. Ein Anheben der Versorgungsspannung reduziert das Phasenrauschen ebenfalls.

Bei der VCO-Familie deckt der HMC507 einen Frequenzbereich von 6,650 bis 7650 MHz ab, das VCO-Rauschen bei 100 kHz beträgt etwa –115 dBc/Hz. Im Gegensatz dazu deckt der HMC586 eine volle Oktave von 4000 bis 8000 MHz ab, weist dafür aber auch ein höheres Phasenrauschen von –100 dBc/Hz auf.

Eine Strategie um das Phasenrauschen solcher VCOs zu minimieren, besteht darin, den Abstimmspannungsbereich U_TUNE des VCO zu vergrößern (bis 20 V oder mehr). Dies macht allerdings die PLL-Schaltung komplexer, da sich die meisten PLL-Ladungspumpen nur bis 5 V abstimmen lassen. Deshalb wird ein aus Operationsverstärkern zusammengesetzter aktiver Filter genutzt, um die Abstimmspannung der PLL-Schaltung intern anzuheben.

Multiband-fähige integrierte PLL-VCO-Kombinationen

Ein Multiband-VCO stellt eine weitere Möglichkeit dar, den Frequenzbereich zu vergrößern ohne dass das VCO-Phasenrauschen ansteigt. Dabei nutzt man mehrere einander überschneidende Frequenzbereiche, um eine komplette Oktave abzudecken. Niedrigere Frequenzen werden mithilfe von Frequenzteilern am VCO-Ausgang erzeugt.

Ein solcher Baustein ist der ADF4356 mit vier Haupt-VCOs mit jeweils 256 überlappenden Frequenzbereichen. Die interne Referenz und der Feedback-Frequenzteiler werden zur Auswahl des richtigen VCO-Bands benutzt. Dieser Vorgang wird als VCO-Bandauswahl oder Autokalibrierung bezeichnet.

Aufgrund ihres breiten Abstimmbereichs eignen sich Multiband-VCOs für den Einsatz in breitbandigen Messinstrumenten, in denen sie einen weiten Frequenzbereich generieren können. Aufgrund der Fractional-N-Auflösung von 39 Bit sind diese Bausteine auch gut für Anwendungen geeignet, in denen genaue Frequenzen benötigt werden. In Geräten wie zum Beispiel Vektoranalysatoren kommt es auf extrem hohe Schaltfrequenzen an.

Erreichen lässt sich dies durch eine sehr große Tiefpassfilter-Bandbreite, die sich sehr schnell auf die finale Frequenz abstimmt. Die automatische Frequenzkalibrierung kann in diesen Anwendungen mithilfe einer Wertetabelle umgangen werden, in die die Frequenzwerte für jede Frequenz direkt einprogrammiert sind. Echte breitbandige Single-Core-VCOs wie der HMC733 sind auch mit weniger Komplexität einsetzbar.

Bandbreite des Tiefpassfilters und Einschwingzeit

In PLL-Schaltungen wirkt sich die Bandbreite des Tiefpassfilters direkten auf die Einschwingzeit des Systems aus. Der Tiefpassfilter ist das letzte Element in unserer Schaltung. Wenn es auf die Einschwingzeit ankommt, sollte die Bandbreite der Schleife so weit wie möglich vergrößert werden, ohne das stabile Einrasten und die Vorgaben zu Phasenrauschen und Störfrequenzen zu gefährden.

Da Kommunikationsanwendungen geringe Bandbreiten nutzen, beträgt die optimale Bandbreite des Tiefpassfilters für ein minimales integriertes Rauschen (zwischen 30 kHz und 100 MHz) mit dem HMC507 etwa 207 kHz (Bild 20). Dies ergibt ein integriertes Rauschen von ungefähr –51 dBc und ein Einrasten der Frequenz mit einem Fehler von 1 kHz in etwa 51 µs (Bild 22).

Im Gegensatz dazu erzielt der breitbandige HMC586 (mit einem Frequenzbereich von 4 bis 8 GHz) ein optimales Phasenrauschen des Effektivwertes mit einer Bandbreite von nahezu 300 kHz (Bild 21) und einem integrierten Rauschen von ±44 dBc. Er ermöglicht das Einrasten der Frequenz bei gleichen Vorgaben in weniger als 27 µs (Bild 23). Die Auswahl der richtigen Bauteile und das Design der umgebenden Schaltung sind durchweg kritisch, damit die Applikation die besten Werte erreicht.

Jitterarme Taktung für D/A- und A/D-Wandler

Eine saubere, jitterarme Abtastung ist eine wichtige Voraussetzung für schnelle D/A-Wandler und A/D-Wandler. Während zur Minimierung des In-Band-Rauschens ein niedriger N-Wert wünschenswert ist, zieht man zur Minimierung der Störfrequenzen einen ganzzahligen N-Wert vor. Die Taktung erfolgt in der Regel mit einer festen Frequenz.

Die Frequenzen können folglich so gewählt werden, dass die Frequenz von REF_IN genau ein ganzzahliges Vielfaches der Eingangsfrequenz ist, damit die PLL-Schaltung ein minimales In-Band-Rauschen hat. Der VCO (gleich, ob integriert oder nicht) muss so gewählt werden, dass er hinreichend rauscharm für die Anwendung ist. Dabei ist speziell auf das Breitband-Rauschen zu achten.

Anschließend sollte der Tiefpassfilter so platziert werden, dass sich das In-Band-Rauschen der PLL-Schaltung mit dem VCO-Rauschen überschneidet, denn dies ergibt den geringsten Jitter des Effektivwertes. Ein Tiefpassfilter mit einer Phasenreserve von 60° sorgt für geringe Spitzen (Peaking) in der Filterkennlinie, was wiederum den Jitter minimiert.

Die jitterarme Taktung ist also zwischen der Taktbereinigungs-Anwendung (der ersten hier beschriebenen Schaltung) und den schnellen Schalteigenschaften der zuletzt beschriebenen Schaltung einzuordnen.

In Taktschaltungen ist der Jitter des Takts der wichtigste Parameter. Er lässt sich mithilfe von ADIsimPLL abschätzen oder mit einem Signalquellen-Analyzer messen. Bei Hochleistungs-PLL-Bausteinen wie dem ADF5356 bietet eine relativ große Tiefpassfilter-Bandbreite von 132 kHz in Verbindung mit einer extrem geringen REF_IN-Quelle wie einem OCXO (Oven Controlled Crystal Oscillator, Quarzofen) von Wenzel dem Anwender die Möglichkeit Taktquellen mit einem Jitter von weniger als 90 fs (Bild 26) zu entwickeln.

Verändert man die Bandbreite der PLL-Schleife, zeigt sich, dass eine zu starke Reduktion dazu führt, dass das VCO-Rauschen bei kleinen Offsets zu dominieren beginnt (Bild 24), bei denen das In-Band-Rauschen der PLL-Schaltung eigentlich geringer wäre. Eine übermäßige Vergrößerung dagegen hat zur Folge, dass das In-Band-Rauschen bei Offsets dominiert, bei denen das VCO-Rauschen deutlich niedriger ausfallen müsste (Bild 25).

Fazit: Der Artikel fasst die wesentlichen Konzepte von Phasenregelschleifen (PLL) zusammen. Die PLL-Architektur und die Funktionsweise wurden beschrieben und durch ein Beispiel ergänzt, das den Einsatz einer PLL in einem Kommunikationssystem diskutiert.

* Ian Collins arbeitet in der Gruppe HF und Mikrowellen bei Analog Devices in Limerick, Irland.

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